[導讀]對於包含電容和電感及電阻元件的無源一埠網路，其埠可能呈現容性、感性及電阻性，當電路埠的電壓U和電流I，出現同相位，電路呈電阻性時。
對於包含電容和電感及電阻元件的無源一埠網路，其埠可能呈現容性、感性及電阻性，當電路埠的電壓U和電流I，出現同相位，電路呈電阻性時。稱之為諧振現象，這樣的電路，稱之為諧振電路。 [1]諧振的實質是電容中的電場能與電感中的磁場能相互轉換，此增彼減，完全補償。電場能和磁場能的總和時刻保持不變，電源不必與電容或電感往返轉換能量，只需供給電路中電阻所消耗的電能。在具有電阻R、電感L和電容C元件的交流電路中，電路兩端的電壓與其中電流相位一般是不同的。如果調節電路元件(L或C)的參數或電源頻率，可以使它們相位相同，整個電路呈現為純電阻性。電路達到這種狀態稱之為諧振。在諧振狀態下，電路的總阻抗達到極值或近似達到極值。研究諧振的目的就是要認識這種客觀現象，並在科學和應用技術上充分利用諧振的特徵，同時又要預防它所產生的危害。按電路聯接的不同，有串聯諧振和並聯諧振兩種。
串聯諧振電路是由電感和電容串聯而成，當電路在某一特定頻率下工作時，會展現出最低的阻抗特性。在諧振變換中，諧振腔與負載之間形成了一種電壓分壓的關係。通過調整輸入諧振腔的頻率，可以改變諧振腔的阻抗，進而影響輸入電壓在諧振腔和負載之間的分配。由於是串聯分壓方式，SRC電路的直流增益始終小於1。在諧振點處，諧振腔的阻抗降至最低，使得幾乎所有的輸入電壓都落在負載上，從而實現最大的增益。
工作區域主要位於諧振點fr的右側。當變換器在直流增益曲線斜率為負的區域工作時，它處於零電壓開關模式;而在斜率為正的區域工作時，則處於零電流工作模式。從工作區域可以看出，在輕載情況下，為了維持穩定的輸出電壓，開關頻率需要升高到較高的水準，這是串聯諧振面臨的一個挑戰。為了解決輕載時的電壓穩定問題，需要採用其他控制方法。
當系統在Vin=300v時工作在諧振點附近時，隨著輸入電壓的進一步提升，系統的工作頻率將逐漸超出諧振頻率。隨著諧振頻率的增加，諧振腔的阻抗也會相應增大，這意味著更多的能量在諧振腔內迴圈，而非傳遞到副邊輸出。
當輸入電壓為300V時，諧振腔內流動的能量相較于400V時明顯減少。在每個開關週期中，這些諧振能量都會在諧振腔內迴圈，並最終回送到輸入端。回送的能量越多，半導體器件所承受的應力也就越大，同時環路中的能量損失也會相應增加。此外，從模擬波形中還可以觀察到，在300V輸入時，MOSFET的關斷電流顯著降低。然而，當輸入電壓提升至400V時，關斷電流會急劇上升，接近PWM變換的最大電流，從而導致關斷損耗顯著增加。
面臨的主要挑戰包括：輕載條件下的調整率問題、高諧振能量帶來的影響，以及高輸入電壓導致的關斷電流增大。
對於LLC電路而言，存在兩個重要的諧振頻率。其中，一個諧振頻率fo是由諧振電感Lr與諧振電容Cr共同作用產生的;而另一個諧振頻率fr1，則涉及諧振電感Lr、勵磁電感Lm以及諧振電容Cr的共同影響。
總結：在開關頻率fr2 ffr1的範圍內，且諧振網路處於感性區域時，LLC變換器的原邊開關管能實現零電壓開關(ZVS)，同時，輸出整流二極體中的電流工作在斷續模式，使得整流二極體能夠實現零電流開關(ZCS)，從而消除了二極體反向恢復帶來的損耗。
當開關頻率f等於fr1時，LLC諧振變換器進入完全諧振狀態。此時，原邊開關管依舊可以實現ZVS，而整流二極體則工作在臨界電流模式，同樣可以實現ZCS，進一步減少了損耗。
然而，當開關頻率f超過fr1後，雖然LLC諧振變換器的原邊開關管在各種負載條件下都能實現ZVS，但變壓器勵磁電感因始終被輸出電壓鉗位元，導致只有Lr和Cr能發生串聯諧振，而Lm在整個開關過程中並不參與。此外，此時輸出整流二極體工作在電流連續模式，無法實現ZCS，從而產生了反向恢復損耗。
LLC諧振變換器，作為諧振開關技術中的關鍵拓撲，憑藉其高效率、出色的調壓特性以及在寬負載範圍內的優異工作性能，已廣泛應用於多個領域，包括電源供應、電動汽車充電、LED照明、太陽能電池板系統以及工業自動化等。接下來，我們將深入探討LLC諧振變換器的常見拓撲結構、調製策略以及其工作模態。
以全橋LLC變換器為例，其開關電路由開關器件S1~S4構成的全橋逆變電路組成。諧振電路則包括諧振電感Lr、諧振電容Cr以及勵磁電感Lm，這些元件與變壓器原邊相連。而變壓器副邊則採用由二極體DD2構成的全波不控整流電路，與輸出電容Cf相連後接入負載。
在調製策略上，LLC諧振變換器常採用脈衝頻率調製(PFM)、移相調製(PSM)以及脈衝寬度調製(PWM)等方式。鑒於LLC變換器的獨特諧振特性，脈衝頻率調製(PFM)往往成為首選。同時，為了進一步優化變換器性能，混合控制策略也逐漸受到關注。
理論上，ZVS2區域的效率要高於ZVS1區域。然而，選擇工作點時還需綜合考慮短路性能等因素，建議選擇略高於諧振點的工作點。
關於LLC初級MOSFET的關斷方式，需注意：在LLC工作于感性區域時，MOSFET可以實現ZVS開通，但其關斷過程並非ZVS或ZCS，而是硬關斷，這意味著關斷損耗不可避免。由於MOSFET的開通損耗通常遠大于關斷損耗，因此LLC變換器主要通過減少開通損耗來提升電路效率。
要滿足ZVS的條件，除了確保LLC電路在整個負載範圍內都處於感性區域外，還需注意一個經常被忽視的細節：為了實現開關管的ZVS，勵磁電感的峰值電流必須在死區時間內完成對開關管結電容的放電和充電。因此，勵磁電感峰值電流(Ipk)與死區時間(tdead)的匹配至關重要。
其中，Vin代表輸入電壓，Cj表示MOSFET的結電容，而tdead則指死區時間。此外，Ipk(勵磁電感峰值電流)與勵磁電感的關係為：
其中，Vo代表輸出電壓，T表示開關週期，而Lm則是勵磁電感。為了確保電路的正常工作，勵磁電感Lm的值必須滿足以下不等式：
由上述公式推導出的最大勵磁電感Lm，能夠保證開關管實現零電壓開關(ZVS)的條件。然而，若Lm值過小，則會增大MOSFET的開關損耗。為了在任何負載條件下都能保持零電壓開關狀態，可以採用被動負載Lm的設計方式。
